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（整期优先）网络出版时间：2024-07-16

作者: 黎显继周崇春

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一种高可靠的启动冲击电流抑制电路

黎显继周崇春

贵州航天电子科技有限公司

摘要针对复杂系统用电设备多，功耗大，启动过程中二次电源往往会产生较大的冲击电流而对供电母线产生危害的问题，本文在目前MOS管并联启动电阻抑制冲击电流的基础上，提出了一种启动电阻双冗余的冲击抑制电路。电路主要将启动电阻备份，有效避免了因启动电阻故障而导致电路失效的问题，极大提高了电路的可靠性，最后通过仿真实验平台和实物试验平台验证了其抑制冲击电流的有效性。

主题词高可靠性；冲击电流；抑制电路

1 引言

伴随着复杂系统不断发展与功能多样化，集成电子设备越来越多，功耗越来越大，二次电源作为其供电设备，在设计时为保证电源的稳定性及考虑电磁兼容等因素，往往会在其前端加入大量电容。故设备启动时，电源会首先对电容进行充电，此时电容相当于短路，回路上会产生较大的冲击电流，致使母线电压跌落，甚至触发前级供电电源的过流保护功能，进而导致系统瞬时失效等无法接受的问题。故此，对二次电源输入冲击电流进行抑制保护复杂系统安全是十分必要的。目前最为普遍的方法主要有以下几种：如谷金宏在母线上串联可恢复熔断器[1]；张乾等人在母线上串联大电感或者电阻[2]；白璐等人提出的在母线上串联负温度系数热敏电阻等[3]。但由于可恢复熔断器响应时间长、大电感或电阻正常工作时损耗高以及热敏电阻在连续开机启动时存在冲击电流抑制失效的情况，传统的冲击电流抑制方法无法满足对启动时间有严格要求、大功率且可靠性要求高的复杂系统。故此发展一种新的电流抑制方式已是大势所趋，MOS管因其驱动简单、导通电阻小及开关速度快等特点，使得基于MOS管的冲击抑制电路得到广泛关注。

基于MOS管的冲击抑制电路，主要利用控制其在可变电阻区的导通过程，抑制负载端电容器突然加电产生的浪涌电流。MOS管作为电压控制型器件，当其工作在可变电阻区时，可等效为压控电流源（漏极电流与栅极电压几乎为线性关系），通过改变栅极电压，便可控制流经漏源极的电流[4]。MOS管栅极输入电压的建立，需要一定的时间，该时段使其首先在变电阻区工作，通路阻抗由大变小，通过控制输入端滤波电容充电电流，便可起到抑制冲击电流的作用[5]。吕弘伟及赵雷等人就利用MOS管这一特性提出了一种抑制冲击电流的方法[6-7]，但该方法对MOS管的安全工作区有较高要求，且无法精准抑制冲击电流。随后王威、康弘俊等人[8-9]对该方式进行了优化，即先采用启动电阻对冲击电流进行抑制，最后通过RC充电电路使MOS管延时导通，避开冲击电流后将启动电阻旁路。该方法使得MOS管选型变得容易且能精确抑制冲击电流，但可靠性不高，若启动电阻出现故障，则电路无法起到冲击电流抑制效果。针对该问题，本文通过详细介绍王威等人的MOS管并联启动电阻的冲击抑制电路，针对其弊端提出了一种启动电阻双冗余的冲击抑制电路，该电路主要通过增加冗余电阻，极大提高电路的可靠性。

2 MOS管并联启动电阻的冲击抑制电路

MOS管并联启动电阻的冲击抑制电路主要在MOS管两端并联一个启动电阻，如图1所示的R2，其作用为抑制开机瞬间冲击电流。图中，Q1为串联在负线上的N型MOS管；D1为钳位MOS管栅极电压的稳压二极管； C1为MOS管栅极电容，与R1组成RC充电电路；C2则为后级等效线间电容。其电路原理为：开机瞬间，输入电压Vin+通过电阻R1给电容C1充电，使得MOS管Q1驱动电压从0V缓慢上升，待C1两端电压达到Q1导通门槛电压时，Q1开始导通。而在此期间，输入电源通过R2对电容C2由进行充电。当C2充电完成后，Q1导通，电路正常工作，从而抑制启动冲击电流。

为保证C2充电完成后，Q1才能导通，则必须计算出C2最晚充电完成时间T2及Q1最早导通时间T1（即C1充电至Q1门开启槛电压时间），且要求T1>T2。

由RC充放电公式，电容C2任意时刻电压为：

（1）

式中：UC-线间电容C2两端电压（V）

UIN-电路输入电压（V）

-电容C2充电时间常数，

MOS管导通之前，电路冲击电流由R2确定，R2取值可由式（2）算出。

（2）

式中：

Imax(A)-最大冲击电流（A），一般由任务书提出具体要求。

根据工程经验，RC充电电路一般经过3～5个时间常数后便可认为充电基本结束，因为此时电容电压已经充至输入电压的95%～99%。故C2两端电源充满最长时间：

（3）

对于电容C1，其任意时刻电压为：

（4）

式中：

UG-栅极电容C1两端电压（V）

UIN -电路输入电压（V）

-电容C1充电时间常数，

由（4）式，C1充电至Q1开启门槛电压UT所需时间T1为：

（5）

式中：UT-Q1栅极阈值电压（V）

由上述分析可知，T2由C2及R2确定，C2由电源模块输入端滤波电路确定，R2根据任务书指标要求由式（2）确定。则只需通过调整Q1栅源间电容充电时间常数，使其在线间电容被充满后导通，即T1>T2,便可实现开机瞬间冲击电流的抑制。该电路由式（2）便可准确抑制冲击电流的大小，同时减小了MOSFET导通时的电流应力，使得其选型时不再受安全工作区的限制，但该方法仍存在以下问题：

功率电阻没有做冗余设计，若是该电阻由于焊接等问题出现故障，则会出现冲击抑制电路失效的问题；另外MOS管栅极驱动电容C1由于缺少泄放路径，在频繁使用中，可能使其在关机后电量尚未泄放完成便又再次开机，未完全泄放的电压致使MOS管Q1处于导通状态，此时冲击电流来临时，功率电阻会被旁路，可能会出现MOS管Q1烧坏的严重情况。

图1 MOS管并联启动电阻冲击抑制电路

3 启动电阻双冗余的冲击抑制电路

在MOS管并联启动电阻冲击抑制电路的基础上，针对其薄弱点，并根据弹载设备的实际使用情况，提出了一种启动电阻双冗余的冲击抑制电路，原理框图如图2所示，电路主要做出了如下改进：

对功率电阻R2做冗余设计，增加功率电阻R3，同时将稳压二极管D2换成电阻R2，其电压主要用于提供MOS管栅极-源极的工作电压，同时为C1提供泄放路径。

图2启动电阻双冗余冲击抑制电路

电路原理同上述电路一致，这里不再赘述。本文主要详细分析该电路各器件的作用及设计。

电路已应用于某项目二次电源模块，其输入电源指标主要如下：

a) 电压：28V；

b) 电流：稳态电流不大于4A，冲击电流不大于6.5A。

电路基于该条件进行设计，根据电路设计，线间电容C2取值100μF，其他元器件具体设计如下：

3.1启动电阻设计

启动电阻主要用于抑制开机瞬间冲击电流，电路将启动电阻R3、R4做冗余设计，其并联电阻阻值记为RIN，由指标要求“冲击电流不大于6.5A”，根据（2）式，RIN取值4.3Ω，这里选择TRM型火功率电阻，其阻值为10Ω，R2、R3并联，则并联阻值为5Ω，则电路实际充电最大电流,满足不大于6.5A的指标要求。单个电阻流经电流为2.8A，则由电功率计算公式，单个电阻功耗为78.4W。

将C2为100μF，功率电阻5Ω带入式（3），得T2=2.5ms。而电阻能在150ms内承受300W功耗冲击，满足要求。若其中一个电阻失效，则单个电阻功耗为2P等于156.8W，在2.5ms内，同样能承受该冲击功耗，仍可正常工作。

3.2 MOS管电路设计

MOS电路主要由N型MOS管，电阻R1，R2及电容C1组成。

对于MOS管，主要考虑反向电压、电流及功率等参数，根据电源输入指标及GJB/Z35-93《元器件降额设计准则》，按Ⅰ级降额设计，上述三个参数降额因子分别为0.5、0.6、0.5，则电流应不小于6.7A；反向电压应不低于56V，功率应不低于375.2W。综上，选择的MOS管具体参数见表1，漏极直流电流ID为7A，反向电压VDSS为100V、最大功率为700W，满足指标要求。当Q1完全导通时，其导通电阻仅为0.043Ω,4A输入时功耗仅为0.69W，即Q1对整机的效率并没有太大影响。

表1 MOS管参数

序号	名称	参数	符号	额定值	单位	备注
1	最大额定值	漏极—源极电压：	VDSS	100	V
		栅极—源极电压：	VGS	±20	V
		漏极直流电流	ID	7	A
2	名称	参数	符号	规范值	单位
	主要电特性	导通电阻	RDS(ON)	43	mΩ
	主要电特性	栅极阈值电压	VGS(th)	1.3	V

电路中，R1、R2组成分压电路，R2所分电压主要用于提供MOS管栅极-源极的工作电压，由表1可知，MOS管VGS最大额定值为±20V,则R2所分电压应在该范围内。由上述可知，电路工作电压为28V，但考虑到为抑制线路上尖峰脉冲信号，复杂系统二次电源电路前端通常会增加瞬态抑制二极管，其箝位电压一般低于50V，故此处最高电压应考虑为50V。由于Q1不需要多大电流来驱动栅极，故R1、R2可选阻值较大，这里R1取24KΩ，为保证线路最高电压时R2两端电压不大于20V，则R2应小于16KΩ，同时考虑到MOS管VGS额定工作电压为10V，这里R2取12KΩ，求出其实际工作电压为 9.3V，且当线路电压为50V时，其电压仅为16.7V，未超过其最大额定值20V，满足设计要求。

另外，电阻R1与电容C1组成RC充电电路， C1由R1限流充电。将UIN=28V，UT=1.3V，将R1=24K，带入式（5），得，，已知，且要求,即,得C1>2.3μF，电路C1实际取值3.3μF。则Q1最快导通时间T1约为3.8ms。T1>T2，即C2通过R3,R4充满电后，Q1才开始导通，电路正常工作。